Bộ Chuyển Đổi Số - Tương Tự : DAC

o với kích thước bậc thang lý tưởng.
Điều quan trọng của một DAC là độ chính xác và độ phân giải phải tương thích với nhau.


1.3 SAI SỐ LỆCH
Theo lý tưởng thì đầu ra của DAC sẽ là 0V khi tất cả đầu vào nhị phân toàn là bit 0. Tuy nhiên trên thực tế thì mức điện thế ra cho trường hợp này sẽ rất nhỏ, gọi là sai số lệch ( offset error). Sai số này nếu không điều chỉnh thì sẽ được cộng vào đầu ra DAC dự kiến trong tất cả các trường hợp.
Nhiều DAC có tính năng điều chỉnh sai số lệch ở bên ngoài, sẽ cho phép chúng ta triệt tiêu độ lệch này bằng cách áp mọi bit 0 ở đầu vào DAC và theo dõi đầu ra. Khi đó ta điều chỉnh chiết áp điều chỉnh độ lệch cho đến khi nào đầu ra bằng 0V.

1.4 THỜI GIAN ỔN ĐỊNH
Thời gian ổn định (settling time) là thời gian cần thiết để đầu ra DAC đi từ zero đến bậc thang cao nhất khi đầu vào nhị phân biến thiên từ chuỗi bit toàn 0 đến chuổi bit toàn là 1. Thực tế thời gian ổn định là thời gian để đầu vào DAC ổn định trong phạm vi ±1/2 kích thước bậc thang (độ phân giải) của giá trị cuối cùng.
Ví dụ: Một DAC có độ phân giải 10mV thì thời gian ổn định được đo là thời gian đầu ra cần có để ổn định trong phạm vi 5mV của giá trị đầy thang.
Thời gian ổn định có giá trị biến thiên trong khoảng 50ns đến 10ns. DAC với đầu ra dòng có thời gian ổn định ngắn hơn thời gian ổn định của DAC có đầu ra điện thế.




1.5 TRẠNG THÁI ĐƠN ĐIỆU
DAC có tính chất đơn điệu ( monotonic) nếu đầu ra của nó tăng khi đầu vào nhị phân tăng dần từ giá trị này lên giá trị kế tiếp. Nói cách khác là đầu ra bậc thang sẽ không có bậc đi xuống khi đầu vào nhị phân tăng dần từ zero đến đầy thang.
Tỉ số phụ thuộc dòng:
DAC chất lượng cao yêu cầu sự ảnh hưởng của biến thiên điện áp nguồn đối với điện áp đầu ra vô cùng nhỏ. Tỉ số phụ thuộc nguồn là tỉ số biến thiên mức điện áp đầu ra với biến thiên điện áp nguồn gây ra nó.
Ngoài các thông số trên chúng ta cần phải quan tâm đên các thông số khác của một DAC khi sử dụng như: các mức logic cao, thấp, điện trở, điện dung, của đầu vào; dải rộng, điện trở, điện dung của đầu ra; hệ số nhiệt, …



2.1 DAC dùng điện trở có trọng số nhị phân và bộ khuếch đại cộng.
Hình 5.3 là sơ đồ mạch của một mạch DAC 4 bit dùng điện trở và bộ khuếch đại đảo. Bốn đầu vào A, B, C, D có giá trị giả định lần lượt là 0V và 5V.

Bộ khuếch đại thuật toán (Operational Amplifier – Op Amp) được dùng làm bộ cộng đảo cho tổng trọng số của bốn mức điện thế vào. Ta thấy các điện trở đầu vào giảm dần 1/2 lần điện trở trước nó. Nghĩa là đầu vào D (MSB) có RIN = 1k, vì vậy bộ khuếch đại cộng chuyển ngay mức điện thế tại D đi mà không làm suy giảm (vì Rf = 1k). Đầu vào C có R = 2k, suy giảm đi 1/2, tương tự đầu vào B suy giảm 1/4 và đầu vào A giảm 1/8. Do đó đầu ra bộ khuếch đại được tính bởi biểu thức:

dấu âm (-) biểu thị bộ khuếch đại cộng ở đây là khuếch đại cộng đảo. Dấu âm này chúng ta không cần quan tâm.
Như vậy ngõ ra của bộ khuếch đại cộng là mức điện thế tương tự, biểu thị tổng trọng số của các đầu vào. Dựa vào biểu thức (4) ta tính được các mức điện áp ra tương ứng với các tổ hợp của các ngõ vào (bảng 5.1).
Bảng 5.1 Đầu ra ứng với điều kiện các đầu vào thích hợp ở 0V hoặc 5V.

Độ phân giải của mạch DAC hình 5.2 bằng với trọng số của LSB, nghĩa là bằng x 5V = 0.625V. Nhìn vào bảng 5.1 ta thấy đầu ra tương tự tăng 0.625V khi số nhị phân ở đầu vào tăng lên một bậc.
Ví dụ 2:
a. Xác định trọng số của mỗi bit đầu vào ở hình 5.2
b. Thay đổi Rf thành 500W.Xác định đầu ra cực đại đầy thang.
Giải:
a. MSB chuyển đi với mức khuếch đại = 1 nên trọng số của nó ở đầu ra là 5V. Tương tự như vậy ta tính được các trọng số của các bit đầu vào như sau:
MSB # 5V
MSB thứ 2 # 2.5V (giảm đi 1/2)
MSB thứ 3 # 1.25V (giảm đi 1/4)
MSB thứ 4 (LSB) # 0.625V (giảm đi 1/8)
b. Nếu Rf = 500W giảm theo thừa số 2, nên mỗi trọng số đầu vào sẽ nhỏ hơn 2 lần so với giá trị tính ở trên. Do đó đầu ra cực đại ( đầy thang) sẽ giảm theo cùng thừa số, còn lại: -9.375/2 = -4.6875V


2.2 DAC R/2R ladder
Mạch DAC ta vừa khảo sát sử dụng điện trở có trọng số nhị phân tạo trọng số thích hợp cho từng bit vào. Tuy nhiên có nhiều hạn chế trong thực tế. Hạn chế lớn nhất đó là khoảng cách chênh lệch đáng kể ở giá trị điện trở giữa LSB và MSB, nhất là trong các DAC có độ phân giải cao (nhiều bit). Ví dụ nếu điện trở MSB = 1k trong DAC 12 bit, thì điện trở LSB sẽ có giá trị trên 2M. Điều này rất khó cho việc chế tạo các IC có độ biến thiên rộng về điện trở để có thể duy trì tỷ lệ chính xác.
Để khắc phục được nhược điểm này, người ta đã tìm ra một mạch DAC đáp ứng được yêu cầu đó là mạch DAC mạng R/2R ladder. Các điện trở trong mạch này chỉ biến thiên trong khoảng từ 2 đến 1. Hình 5.4 là một mạch DAC R/2R ladder cơ bản.

Từ hình 5.4 ta thấy được cách sắp xếp các điện trở chỉ có hai giá trị được sử dụng là R và 2R. Dòng IOUT phụ thuộc vào vị trí của 4 chuyển mạch, đầu vào nhị phân B0B1B2B3chi phối trạng thái của các chuyển mạch này. Dòng ra IOUT được phép chạy qua bộ biến đổi dòng thành điện (Op-Amp) để biến dòng thành điện thế ra VOUT. Điện thế ngõ ra VOUT được tính theo công thức:

Với B là giá trị đầu vào nhị phân, biến thiên từ 0000 (0) đến 1111(15)
Ví dụ 3: Giả sử VREF = 5V của DAC ở hình 5.4. Tính độ phân giải và đầu ra cực đại của DAC này?
Giải
Độ phân giải bằng với trọng số của LSB, ta xác định trọng số LSB bằng cách gán B = 00012 = 1. Theo công thức (5), ta có:

Đầu ra cực đại xác định được khi B = 11112 = 1510. Áp dụng công thức (5) ta có:





2.3 DAC với đầu ra dòng
Trong các thiết bị kỹ thuật số đôi lúc cũng đòi hỏi quá trình điều khiển bằng dòng điện. Do đó người ta đã tạo ra các DAC với ngõ ra dòng để đáp ứng yêu cầu đó. Hình 5.5 là một DAC với ngõ ra dòng tương tự tỷ lệ với đầu vào nhị phân. Mạch DAC này 4 bit, có 4 đường dẫn dòng song song mỗi đường có một chuyển mạch điều khiển. Trạng thái của mỗi chuyển mạch bị chi phối bởi mức logic đầu vào nhị phân.

Dòng chảy qua mỗi đường là do mức điện thế quy chiếu VREF và giá trị điện trở trong đường dẫn quyết định. Giá trị điện trở có trọng số theo cơ số 2, nên cường độ dòng điện cũng có trọng số theo hệ số 2 và tổng cường độ dòng điện ra IOUT sẽ là tổng các dòng của các nhánh.

DAC với đầu dòng ra có thể chuyển thành DAC có đầu ra điện thế bằng cách dùng bộ khuếch đại thuật toán (Op-Amp) như hình 5.6.

Ở hình trên IOUT ra từ DAC phải nối đến đầu vào “ – ” của bộ khuếch đại thuật toán. Hồi tiếp âm của bộ khuếch đại thuật toán buộc dòng IOUT phải chạy qua RF và tạo điện áp ngõ ra VOUT và được tính theo công thức:

Do đó VOUT sẽ là mức điện thế tương tự, tỷ lệ với đầu vào nhị phân của DAC.




2.4 DAC điện trở hình T
Hình 5.7 là sơ đồ DAC điện trở hình T 4 bit. Trong sơ đồ có hai loại điện trở là R và 2R được mắc thành 4 cực hình T nối dây chuyền. Các S3, S2, S1, S0 là các chuyển mạch điện tử. Mạch DAC này dùng bộ khuếch đại thuật toán (Op-Amp) khuếch đại đảo. VREF là điện áp chuẩn làm tham khảo. B3, B2, B1, B0 là mã nhị phân 4 bit. Vo là điện áp tương tự ngõ ra. Ta thấy các chuyển mạch chịu sự điểu khiển của số nhị phân tương ứng với các công tắc: khi Bi = 1 thì công tắc Si đóng vào VREF, kho Bi = 0 thì Si nối đất.

Nguyên lý làm việc của DAC này cũng đơn giản. Người đọc có thể giải thích được hoạt động của mạch dựa trên hình vẽ và những kiến thức đã học. Chúng ta chỉ cần cho lần lượt các bit Bi bằng logic 1 và 0 ta sẽ tính được VOUT sau đó dùng nguyên xếp chồng ta sẽ tính được điện áp ra:

Biểu thức (7) chứng tỏ rằng biên độ điện áp tương tự đầu ra tỉ lệ thuận với giá trị tín hiệu số đầu vào. Chúng ta có thể thấy rằng đối với DAC điện trở hình T N bit thì điện áp tương tự đầu ra VOUT sẽ là:

Sai Số Chuyển Đổi
Đối với mạch DAC điện trở hình T thì sai số chuyển đổi do các nguyên nhân sau:
K Sai lệch điện áp chuẩn tham chiếu VREF .
Từ công thức (8) ta có thể tính sai số chuyển đổi DA do riêng sai số lệch điện áp chuẩn tham chiếu VREF gây ra như sau:

Biểu thức trên cho thấy sai số của điện áp tương tự DVOUT tỉ lệ với sai lệch DVREF và tỉ lệ thuận với giá trị tín hiệu số đầu vào.
K Sự trôi điểm 0 của khuếch đại thuật toán.
Sự trôi điểm 0 của bộ khuếch đại thuật toán ảnh hưởng như nhau đối với mọi giá trị tín hiệu số được biến đổi. Sai số DVOUT do trôi điểm 0 không phụ thuộc giá trị tín hiệu số.
K Điện áp rơi trên điện trở tiếp xúc của tiếp điểm chuyển mạch.
Các chuyển mạch không phải là lý tưởng, thực tế điện áp rơi khi nối thông của mạch điện chuyển mạch không thể tuyệt đối bằng 0. Vậy điện áp rơi này đóng vai trò tín hiệu sai số đưa đến đầu vào mạng điện trở hình T.
K Sai số của điện trở .
Sai số điện trở cũng gây ra sai số phi tuyến. Sai số của các điện trở không như nhau, tác động gây sai số chuyển đổi DA của những điện trở khác nhau về vị trí là khác nhau.
Tốc độ chuyển đổi:
DAC điện trở hình T công tác song song (các bit tín hiệu số đầu vào được đưa vào song song) nên có tốc độ chuyển đổi cao. Thời gian cần thiết cho một lần chuyển đổi gồm hai gai đoạn: thời gian trể truyền đạt của bit tín hiệu vào xa nhất đến bộ khuếch đại thuật toán và thời gian cần thiết để bộ khuếch đại thuật toán ổn định tín hiệu ra.







Có nhiều phương pháp và sơ đồ mạch giúp tạo DAC vận hành như đã giới thiệu. Sau đây là một số dạng mạch DAC cơ bản sẽ giúp chúng ta hiểu rõ và sâu hơn về quá trình chuyển đổi từ số sang tương tự.
2.1 DAC dùng điện trở có trọng số nhị phân và bộ khuếch đại cộng.
Hình 5.3 là sơ đồ mạch của một mạch DAC 4 bit dùng điện trở và bộ khuếch đại đảo. Bốn đầu vào A, B, C, D có giá trị giả định lần lượt là 0V và 5V.

Bộ khuếch đại thuật toán (Operational Amplifier – Op Amp) được dùng làm bộ cộng đảo cho tổng trọng số của bốn mức điện thế vào. Ta thấy các điện trở đầu vào giảm dần 1/2 lần điện trở trước nó. Nghĩa là đầu vào D (MSB) có RIN = 1k, vì vậy bộ khuếch đại cộng chuyển ngay mức điện thế tại D đi mà không làm suy giảm (vì Rf = 1k). Đầu vào C có R = 2k, suy giảm đi 1/2, tương tự đầu vào B suy giảm 1/4 và đầu vào A giảm 1/8. Do đó đầu ra bộ khuếch đại được tính bởi biểu thức:

dấu âm (-) biểu thị bộ khuếch đại cộng ở đây là khuếch đại cộng đảo. Dấu âm này chúng ta không cần quan tâm.
Như vậy ngõ ra của bộ khuếch đại cộng là mức điện thế tương tự, biểu thị tổng trọng số của các đầu vào. Dựa vào biểu thức (4) ta tính được các mức điện áp ra tương ứng với các tổ hợp của các ngõ vào (bảng 5.1).
Bảng 5.1 Đầu ra ứng với điều kiện các đầu vào thích hợp ở 0V hoặc 5V.

Độ phân giải của mạch DAC hình 5.2 bằng với trọng số của LSB, nghĩa là bằng x 5V = 0.625V. Nhìn vào bảng 5.1 ta thấy đầu ra tương tự tăng 0.625V khi số nhị phân ở đầu vào tăng lên một bậc.
Ví dụ 2:
a. Xác định trọng số của mỗi bit đầu vào ở hình 5.2
b. Thay đổi Rf thành 500W.Xác định đầu ra cực đại đầy thang.
Giải:
a. MSB chuyển đi với mức khuếch đại = 1 nên trọng số của nó ở đầu ra là 5V. Tương tự như vậy ta tính được các trọng số của các bit đầu vào như sau:
MSB # 5V
MSB thứ 2 # 2.5V (giảm đi 1/2)
MSB thứ 3 # 1.25V (giảm đi 1/4)
MSB thứ 4 (LSB) # 0.625V (giảm đi 1/8)
b. Nếu Rf = 500W giảm theo thừa số 2, nên mỗi trọng số đầu vào sẽ nhỏ hơn 2 lần so với giá trị tính ở trên. Do đó đầu ra cực đại ( đầy thang) sẽ giảm theo cùng thừa số, còn lại: -9.375/2 = -4.6875V


2.2 DAC R/2R ladder
Mạch DAC ta vừa khảo sát sử dụng điện trở có trọng số nhị phân tạo trọng số thích hợp cho từng bit vào. Tuy nhiên có nhiều hạn chế trong thực tế. Hạn chế lớn nhất đó là khoảng cách chênh lệch đáng kể ở giá trị điện trở giữa LSB và MSB, nhất là trong các DAC có độ phân giải cao (nhiều bit). Ví dụ nếu điện trở MSB = 1k trong DAC 12 bit, thì điện trở LSB sẽ có giá trị trên 2M. Điều này rất khó cho việc chế tạo các IC có độ biến thiên rộng về điện trở để có thể duy trì tỷ lệ chính xác.
Để khắc phục được nhược điểm này, người ta đã tìm ra một mạch DAC đáp ứng được yêu cầu đó là mạch DAC mạng R/2R ladder. Các điện trở trong mạch này chỉ biến thiên trong khoảng từ 2 đến 1. Hình 5.4 là một mạch DAC R/2R ladder cơ bản.

Từ hình 5.4 ta thấy được cách sắp xếp các điện trở chỉ có hai giá trị được sử dụng là R và 2R. Dòng IOUT phụ thuộc vào vị trí của 4 chuyển mạch, đầu vào nhị phân B0B1B2B3chi phối trạng thái của các chuyển mạch này. Dòng ra IOUT được phép chạy qua bộ biến đổi dòng thành điện (Op Amp) để biến dòng thành điện thế ra VOUT. Điện thế ngõ ra VOUT được tính theo công thức:

Với B là giá trị đầu vào nhị phân, biến thiên từ 0000 (0) đến 1111(15)
Ví dụ 3: Giả sử VREF = 5V của DAC ở hình 5.4. Tính độ phân giải và đầu ra cực đại của DAC này?
Giải
Độ phân giải bằng với trọng số của LSB, ta xác định trọng số LSB bằng cách gán B = 00012 = 1. Theo công thức (5), ta có:

Đầu ra cực đại xác định được khi B = 11112 = 1510. Áp dụng công thức (5) ta có:





2.3 DAC với đầu ra dòng
Trong các thiết bị kỹ thuật số đôi lúc cũng đòi hỏi quá trình điều khiển bằng dòng điện. Do đó người ta đã tạo ra các DAC với ngõ ra dòng để đáp ứng yêu cầu đó. Hình 5.5 là một DAC với ngõ ra dòng tương tự tỷ lệ với đầu vào nhị phân. Mạch DAC này 4 bit, có 4 đường dẫn dòng song song mỗi đường có một chuyển mạch điều khiển. Trạng thái của mỗi chuyển mạch bị chi phối bởi mức logic đầu vào nhị phân.

Dòng chảy qua mỗi đường là do mức điện thế quy chiếu VREF và giá trị điện trở trong đường dẫn quyết định. Giá trị điện trở có trọng số theo cơ số 2, nên cường độ dòng điện cũng có trọng số theo hệ số 2 và tổng cường độ dòng điện ra IOUT sẽ là tổng các dòng của các nhánh.

DAC với đầu dòng ra có thể chuyển thành DAC có đầu ra điện thế bằng cách dùng bộ khuếch đại thuật toán (Op Amp) như hình 5.6.

Ở hình trên IOUT ra từ DAC phải nối đến đầu vào “ – ” của bộ khuếch đại thuật toán. Hồi tiếp âm của bộ khuếch đại thuật toán buộc dòng IOUT phải chạy qua RF và tạo điện áp ngõ ra VOUT và được tính theo công thức:

Do đó VOUT sẽ là mức điện thế tương tự, tỷ lệ với đầu vào nhị phân của DAC.






2.4 DAC điện trở hình T
Hình 5.7 là sơ đồ DAC điện trở hình T 4 bit. Trong sơ đồ có hai loại điện trở là R và 2R được mắc thành 4 cực hình T nối dây chuyền. Các S3, S2, S1, S0 là các chuyển mạch điện tử. Mạch DAC này dùng bộ khuếch đại thuật toán (Op Amp) khuếch đại đảo. VREF là điện áp chuẩn làm tham khảo. B3, B2, B1, B0 là mã nhị phân 4 bit. Vo là điện áp tương tự ngõ ra. Ta thấy các chuyển mạch chịu sự điểu khiển của số nhị phân tương ứng với các công tắc: khi Bi = 1 thì công tắc Si đóng vào VREF, kho Bi = 0 thì Si nối đất.

Nguyên lý làm việc của DAC này cũng đơn giản. Người đọc có thể giải thích được hoạt động của mạch dựa trên hình vẽ và những kiến thức đã học. Chúng ta chỉ cần cho lần lượt các bit Bi bằng logic 1 và 0 ta sẽ tính được VOUT sau đó dùng nguyên xếp chồng ta sẽ tính được điện áp ra:

Biểu thức (7) chứng tỏ rằng biên độ điện áp tương tự đầu ra tỉ lệ thuận với giá trị tín hiệu số đầu vào. Chúng ta có thể thấy rằng đối với DAC điện trở hình T N bit thì điện áp tương tự đầu ra VOUT sẽ là:

Sai Số Chuyển Đổi
Đối với mạch DAC điện trở hình T thì sai số chuyển đổi do các nguyên nhân sau:
K Sai lệch điện áp chuẩn tham chiếu VREF .
Từ công thức (8) ta có thể tính sai số chuyển đổi DA do riêng sai số lệch điện áp chuẩn tham chiếu VREF gây ra như sau:

Biểu thức trên cho thấy sai số của điện áp tương tự DVOUT tỉ lệ với sai lệch DVREF và tỉ lệ thuận với giá trị tín hiệu số đầu vào.

K Sự trôi điểm 0 của khuếch đại thuật toán.
Sự trôi điểm 0 của bộ khuếch đại thuật toán ảnh hưởng như nhau đối với mọi giá trị tín hiệu số được biến đổi. Sai số DVOUT do trôi điểm 0 không phụ thuộc giá trị tín hiệu số.
K Điện áp rơi trên điện trở tiếp xúc của tiếp điểm chuyển mạch.
Các chuyển mạch không phải là lý tưởng, thực tế điện áp rơi khi nối thông của mạch điện chuyển mạch không thể tuyệt đối bằng 0. Vậy điện áp rơi này đóng vai trò tín hiệu sai số đưa đến đầu vào mạng điện trở hình T.
K Sai số của điện trở .
Sai số điện trở cũng gây ra sai số phi tuyến. Sai số của các điện trở không như nhau, tác động gây sai số chuyển đổi DA của những điện trở khác nhau về vị trí là khác nhau.
Tốc độ chuyển đổi:
DAC điện trở hình T công tác song song (các bit tín hiệu số đầu vào được đưa vào song song) nên có tốc độ chuyển đổi cao. Thời gian cần thiết cho một lần chuyển đổi gồm hai gai đoạn: thời gian trể truyền đạt của bit tín hiệu vào xa nhất đến bộ khuếch đại thuật toán và thời gian cần thiết để bộ khuếch đại thuật toán ổn định tín hiệu ra.

(Nguồn: vinacel)

Tác dụng của biến áp xung

Biến áp xung là biến áp hoạt động ở tần số cao khoảng vài chục KHz như biến áp trong các bộ nguồn xung , biến áp cao áp . lõi biến áp xung làm bằng ferit , do hoạt động ở tần số cao nên biến áp xung cho công xuất rất mạnh, so với biến áp nguồn thông thường có cùng trọng lượng thì biến áp xung có thể cho công xuất mạnh gấp hàng chục lần.



Biến áp xung biến đổi điện áp xung hay cường độ xung. Số vòng dây của biến áp xung thường ít. Lõi của biến áp xung là ferit hay hợp kim pemeloïd trong khi lõi của biến áp thường là thép silic. Biến áp xung cộng các tín hiệu xung, biến đổi cực tính của các xung và lọc bỏ thành phần một chiều của dòng điện. Biến áp xung làm tăng biên độ điện áp hoặc dòng mà vẫn duy trì được dạng xung ban đầu, không bị méo.Độ dài xung (ở các máy điều khiển tự động) vào khoảng 0.1 μs, ngắn hơn chu kỳ của điện lưới hàng triệu lần, nghĩa là tần số lớn gấp hàng triệu lần, đến MHz.

Các biến áp trong sạc điện thoại và máy tính bây giờ đều xài biến áp xung. Nó có thêm 1 bộ băm xung ở tần số cao nữa, nếu xài xoay chiều thì dùng triac băm xoay chiều còn nếu dùng 1 chiều thì đưa về 1 chiều rồi băm. có thể dùng VDK hoặc mạch xung số. Các máy biến áp bình thường theo lý thuyết thì khi hạ áp xuống 1/2 thì dòng tăng gấp đôi suy ra công suất VA không đổi, nhưng thực chất do khả năng chịu tải của máy biến áp thấp( do cấu tạo, lõi, vỏ, khả năng tải nhiệt, và do tiết diện dây đồng...) nên thành ra.......công suất sẽ thấp hơn. Riêng biến áp xung thì số vòng dây ít hơn và tiết diện dây lớn hơn. kết hợp băm xung nên.....công suất cao nhỏ gọn và nhẹ hơn.

Cảm biến siêu âm SRF05

SRF05 là một bước phát triển từ SRF04, được thiết kế để làm tăng tính linh hoạt, tăng pham vi, ngoài ra còn giảm bớt chi phí. SRF05 là hoàn toàn tương thích với SRF04. Khoảng cách là tăng từ 3 mét đến 4 mét. Một chế độ hoạt động mới, SRF05 cho phép sử dụng một chân duy nhất cho cả kích hoạt và phản hồi, do đó tiết kiệm có giá trị trên chân điều khiển của bạn. Khi chân chế độ không kết nối, SRF05 các hoạt động riêng biệt chân kích hoạt và và chân hồi tiếp, như SRF04. SRF05 bao gồm một thời gian trễ trước khi xung phản hồi để mang lại điều khiển chậm hơn chẳng hạn như bộ điều khiển thời gian cơ bản Stamps và Picaxe để thực hiện các xung lệnh. 

Sơ đồ chân cảm biến:

Chế độ 1 – tương ứng SRF04 – tách biệt kích hoạt và phản hồi
Chế độ náy sử dụng riêng biệt chân kích hoạt và chân phản hồi, và là chế độ đơn giản nhất để sử dụng. Tất cả các chương trình điển hình cho SRF04 sẽ làm việc cho SRF05 ở chế độ này. Để sử dụng chế độ này, chỉ cần chân chế độ không kết nối – SRF05 có một nội dừng trên chân này
Từ giản đồ ta nhận thấy:
Để cho sf05 hoạt động thì cần cấp 1 xung mức cao có độ rộng>=10uS trên chân Tri
Sau khi nhận được xung từ chân Tri thì srf05 sẽ tạo ra 8 xung để phát siêu âm, sau khi hoàn thành việc phát 8 xung này thì srf05 sẽ kéo chân echo lên mức 1, độ rộng của mức 1 trên chân echo tương ứng với khoản cách của vật cản với srf05, nếu ko có vật cản thì nó sẽ được trả về mức 0 sau 30ms( ở đây nhiều bạn hiểu sai là khi có vật cản thì srf05 mới trả về 1 xung mức cao có độ rộng từ 100uS ->30mS tương ứng với khoảng cách)

Đặc biệt là srf05 chỉ có thể nhận xung trên chân Tri tối đa là 20Hz, cho nên việc kích xung trên chân Tri phải phù hợp thì srf05 mới hoạt động chính xác.

Chế độ 2 – Dùng một chân cho cả kích hoạt và phản hồi
Chế độ này sử dụng một chân duy nhất cho cả tín hiệu kích hoạt và hồi tiếp, và được thiết kế để lưu các giá trị trên chân lên bộ điều khiển nhúng. Để sử dụng chế độ này, chân chế độ kết nối vào chân mát. Tín hiệu hồi tiếp sẽ xuất hiện trên cùng một chân với tín hiệu kích hoạt. SRF05 sẽ không tăng dòng phản hồi cho đến 700uS sau khi kết thúc các tín hiệu kích hoạt. Bạn đã có thời gian để kích hoạt pin xoay quanh và làm cho nó trở thành một đầu vào và để có pulse đo mã của bạn đã sẵn sàng. Lệnh PULSIN được tìm ra và được dùng phổ biến hiện nay để điều khiển tự động. 

Để sử dụng chế độ 2 với các Stamps BS2 cơ bản, bạn chỉ cần sử dụng PULSOUT và PULSIN trên cùng một chân, như thế này: 

SRF05 PIN 15 ‘sử dụng pin cho cả hai và kích hoạt echo
Range VAR Word ‘xác định phạm vi biến 16 bit
SRF05 = 0 ‘bắt đầu bằng pin thấp
PULSOUT SRF05, 5 ‘đưa ra kích hoạt pulse 10uS (5 x 2uS)
PULSIN SRF05, 1, Range ‘echo đo thời gian
Range = Range/29 ‘để chuyển đổi sang cm(chia 74 cho inch) 

Tính toán khoảng cách

Giản đồ định thời SRF05 thể hiện trên đây cho mỗi chế độ. Bạn chỉ cần cung cấp một đoạn xung ngắn 10uS kích hoạt đầu vào để bắt đầu đo khoảng cách. Các SRF05 sẽ gửi cho ra một chu kỳ 8 burst của siêu âm ở 40khz và tăng cao dòng phản hồi của nó (hoặc kích hoạt chế độ dòng 2). Sau đó chờ phản hồi, và ngay sau khi phát hiện nó giảm các dòng phản hồi lại. Dòng phản hồi là một xung có chiều rộng là tỷ lệ với khoảng cách đến đối tượng. Bằng cách đo xung, ta hoàn toàn có thể để tính toán khoảng cách ttheo inch / centimét hoặc bất cứ điều gì khác. Nếu không phát hiện gì cả SRF05 giảm thấp hơn dòng phản hồi của nó sau khoảng 30mS.
SRF04 cung cáp một xung phản hồi tỷ lệ với khoang cách. Nếu độ rộng của pulse được đo trong hệ uS, sau đó chia cho 58 sẽ cho khoảng cách theo cm, hoặc chia cho 148 sẽ cho khoảng cách theo inch. uS/58 = cm hay uS/148 = inch.
SRF05 có thể được kích hoạt nhanh chóng với mọi 50mS, hoặc 20 lần mỗi giây. Bạn nên chờ 50ms trước khi kích hoạt kế tiếp, ngay cả khi SRF05 phát hiện một đối tượng gần và xung phản hồi ngắn hơn. Điều này là để đảm bảo các siêu âm “beep” đã phai mờ và sẽ không gây ra sai phản hồi ở lần đo kế tiếp.
Các thiết lập khác của chân 5

Chân 5 được đóng nhẫn là “programming pins” được sử dụng một lần duy nhất trong quá trình sản xuất để lập trình cho bộ nhớ Flash trên chip PIC16F630. Các chương trình của PIC16F630 pins cũng được sử dụng cho các chức năng khác trên SRF05, nên chắc chắn rằng bạn không kết nối bất cứ cái gì với các chân, hoặc bạn sẽ làm gián đoạn hoạt động mô-đun.

Thay đổi chùm tia và độ rộng chùm

Bạn có thể không! Đây là một câu hỏi được nêu lên thường xuyên, tuy nhiên không có cách gì dễ dàng để giảm bớt hay thay đổi chiều rộng cua chum tia. Chùm tia của SRF05 có dạng hình nón với độ rộng của chùm là một hàm của diện tích mặt của các cảm biến và là cố định. Chùm tia của cảm biến được sử dụng trên SRF05, lấy từ bảng dữ liệu nhà sản xuất, sẽ được biểu diễn bên dưới. 

Download file pdf : http://www.mediafire.com/?gq4u23lptwszugs

Điều chế độ rộng xung PWM

PWM là cái gì mà sao nó được ứng dụng nhiều trong điều khiển. Lấy điển hình nhất mà chúng ta thường hay gặp là điều khiển động cơ và các bộ băm xung áp, điều áp… Sử dụng PWM điều khiển nhanh chậm của động cơ hay cao hơn nữa nó còn được dùng để điều khiển ổn định tốc độ động cơ.
Ngoài lĩnh vực điều khiển hay ổn định tải thì PWM nó còn tham gia và điều chế các mạch nguồn như là : boot, buck, nghịch lưu 1 pha và 3 pha…PWM chúng ta còn gặp nhiều trong thực tế và các mạch điện điều khiển. Điều đặc biệt là PWM chuyên dùng để điều khiển các phần tử điện tử công suất có đường đặc tính là tuyến tính khi có sẵn 1 nguồn 1 chiều cố định . Như vậy PWM nó được ứng dụng rất nhiều trong các thiết bị điện điện tử. Điều mà dân điện điện tử dễ dàng nhận ra là PWM chính nhân tố mà các đội Robocon sử dụng để điều khiển động cơ hay ổn định tốc độ động cơ. Trong bài viết này chúng ta sẽ tìm hiểu phương pháp dùng 8051 để tạo xung có độ rộng mong muốn trong điều khiển động cơ điện.
Giải thuật như sau:
- Tạo một tần số chuẩn từ 0,1 ms đến 10ms dùng các bộ timer của vi điều khiển.
- Thay đổi độ rộng xung bằng cách thay đổi tỷ số xung mức 1 và mức 0 của tần số chuẩn đó kết quả cho xung như yêu cầu .
Các bạn xem hình vẽ sau :

Với độ rộng xung thay đổi chúng ta có thể thay đổi độ sáng tối của đèn led , tốc độ động cơ ..
Dưới đây là một ứng dụng của PWM trong việc điều khiển động cơ điện 1 chiều



Trên mạch có 2 phím tăng giảm để điều chỉnh độ rộng xung. Xung đầu ra được khuếch đại qua tran TIP41 điều khiển động cơ.
Code lập trình :
#include <REGX52.H>
sbit PWM = P2^3;
sbit TANG = P1^2;
sbit GIAM = P1^5;
unsigned char dem=0,tocdo=50;
bit TANG1=1,TANG0=1,GIAM0=1,GIAM1=1;
void timer0(void) interrupt 1
{
TR0 = 0;
TF0 = 0;
dem++;
if(dem > 100)
dem = 0;
if(dem<tocdo)
PWM = 1;
else
PWM = 0;
TR0 = 1;
}
void phimnhan()
{
//////////////////////////
TANG0=TANG1;TANG1=TANG;
if((TANG0==1)&&(TANG1==0))
tocdo=tocdo+10;
if(tocdo==110)tocdo=100;
/////////////////////////////////
GIAM0=GIAM1;GIAM1=GIAM;
if((GIAM0==1)&&(GIAM1==0))
tocdo=tocdo-10;
if(tocdo==-10)tocdo=0;
}
void main(void)
{
TMOD = 0×02;
IE = 0×82;
TH0=TL0=-100; // tao tan so 0.1 ms
TR0 = 1;
PWM=0;
while(1)
{
phimnhan();
}
}

Biến đổi 12V DC lên 220V AC 50W

Biến đổi 12V DC lên 220V AC 50W

Linh kiện:

R1=10Mohms C4=10uF 16V IC2=4013
R2=100ohms C5=47uF 16V IC3=4047
R3=1.2Kohms C6=470nF 400V CR1=3.2768 MHZ crystal
R4=560Kohms D1=5V6 0.4W T1=220Vac/2X10V 2X2.2A *see text
R5-6=2.2Kohms D2-3=47V 1W F1=5A Fuse
R7-8=56 ohms 5W Q1-2=BS170 F2=0.25A Fuse
CX=22pF trimmed capacitor Q3-4=BD139 L1=1H smoothing choke
C1-2=22pF ceramic Q5-6=BD249
C3=8.2nF 100V MKT IC1=4060

Để nâng được điện áp lên 220V người ta dùng nguồn đẩy kéo để có hiệu suất tối ưu. Mạch gồm bộ dao động thạch anh chuẩn cung cấp cho bộ chia tần số 4017, bộ này chi tần số của dao động thạch anh ra làm 10 lần. Đầu ra tần số cao của 4017 được đưa tới FF-RS IC2 có tác dụng tạo ra xung băm tần số cao có hài cơ bản là 50Hz. Xung băm này được đưa tới IC3. Nhiệm vụ của IC3 là tạo ra 2 xung ngược pha nhau 180 độ. Xung này là xung kích được đưa tới hai FET Q1 và Q2. Đóng mở liên tục hai FET này tạo ra dòng điện cảm ứng trên biến áp nên sinh ra đầu ra thứ cấp của biến áp có điện áp xoay chiều cao hơn rất nhiều so với đầu vào.
Ngoài ra mạch còn có chức năng bảo vệ về dòng điện, đầu ra sau biến áp là điện áp 220VAC đây là điện áp không sin tức là xung vuông. Nên chỉ chạy được tải thuần trở.